1樓：量子時間
i0=u/r-->r=u/i0=1mv/100μa=10歐
q=uc/u=100mv/1mv=100
2樓：匿名使用者
工作階段4、5、6與工作階段1、2、3類似。所不同是諧振初始能量由諧振電容cs提供。工作波形與階段1、2、3完全對稱。
4）階段4〔t3～t4〕 在t3時刻s1關斷，ir對s2輸出電容放電，s2漏－源電壓vds2開始下降,當vds2下降到零，s2體二極體導通。在副邊，變壓器繞組極性為上負下正，d2導通，lm電壓被vo鉗位，諧振實際上發生在ls與cs之間，lm上電流im線性下降。
5）階段5〔t4～t5〕 在t4時刻s2在零電壓條件下開通。im繼續線性下降，ir流經s2並以正弦波形式負向增長。流過d2輸出電流為諧振電流與勵磁電流之差。
在該工作頻率範圍內，開關週期大於ls與cs諧振週期。因此，在ir經過半個週期諧振，s2仍然處於開通狀態。當ir下降到與im相等時，d2電流過因零而關斷。
該工作階段結束。
6）階段6〔t5～t6〕 在t5時刻d2零電流條件下關斷。輸出側與諧振迴路完全脫離。lm電壓不再受vo限制，lm與ls串聯參與諧振。
ir基本保持不變，繼續對諧振電容cs放電，cs電壓繼續下降，一直到t6時刻，s2關斷，新工作週期開始。
假定ir在t2到t3以及t5到t6保持不變，並以im表示，那麼輸出電壓vo可以表示為
pcbfans.cn提示請看下圖:
式中：vin為輸入電壓；
t為開關週期；
ts為cs和ls諧振週期，ts=1/fs=
pcbfans.cn提示請看下圖:
從式（6）可以看出，輸出電壓隨著開關週期增加而增加。
2 高頻適應性分析
上面所分析llc多諧振變換器非常適合用於開關頻率非常高場合，其原因如下。
1）所有開關管都工作在zvs狀態下，開關損耗幾乎為零。開關管零電壓是由激磁電感上激磁電流對開關管結電容充放電來實現。所以，對於負載電流變化，其零電壓開通條件基本不會變化，這一點要優於移相全橋等其它控制型軟pwm電路。
另外，llc多諧振變換器激磁電感是作為其中一個諧振電感，用來調節輸入輸出電壓關係，本身會設計得比較小。從通態損耗來看，這一點是不利，但是，從軟開關實現條件來看卻是非常有利，因此，在超高頻場合該電路非常有優勢。zvs極限條件如式（7）所示（極限條件意思是假設死區時間可以任意大，能實現zvs臨界條件）。
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式中：coss1和coss2分別是兩個開關管輸出電容。
再將式（4）代入式（7），可得zvs極限條件進一步表示式為式（8）。
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實際上，在llc多諧振變換器中，式（8）是非常容易滿足，而死區時間也不會非常大，因此，可以近似認為在死區時間內激磁電感上電流保持不變，即為一個恆流源在對開關管結電容進行充放電。在這種情況下zvs條件稱為寬裕條件，表示式為式（9）。
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式中：tdead為死區時間。
再將式（4）代入式（9），可得zvs寬裕條件進一步表示式為式(10)。
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2）所有副邊二極體都工作在zcs狀態下，反向恢復影響很小。而普通控制型軟pwm電路都只實現了開關管軟開關，而沒有很好地解決二極體反向恢復問題，因此，在開關頻率非常高場合（例如1mhz以上）使用起來還是有困難。副邊二極體電流波形近似為正弦，對於減少通態損耗來說是缺點，但是應用在超高頻場合，開關損耗要比通態損耗難處理得多，所以，該電路應用在超高頻場合又有一個優勢。
3）普通控制型軟pwm電路難以工作在1mhz以上另外一個原因是，在高頻下變壓器漏感很難處理。特別是考慮到原副邊絕緣強度時候，變壓器漏感很難做小，而在超高頻下，漏感影響又是非常明顯。llc多諧振變換器漏感是作為其中一個諧振電感或是諧振電感一部分，本身就希望能將漏感設計得大一些。
在低頻場合通常難以設計出所需要漏感而要外加一個諧振電感，而在高頻場合就比較容易設計出所需要漏感。因此，這又是一個該電路適合用於超高頻場合理由。
3 實驗結果
一個開關頻率1mhz以上dc/dc變換器驗證了該多諧振變換器工作原理和高頻適應性。
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初中物理題要詳細過程哦 分不是問題
1 因為水來是不規則物體要算壓強用源公式 baip p 水的密度 g 10n kg h 高 10 du3kg m 3 10n kg 40m 4 10 5pa 400kpa 2先要算水的zhi質dao量根據公式 m p 水的密度 v 體積 10 3kg m 3 120m 3 1.2 10 5kg 再算...